2.1 傳導發射的產生

開關電源的傳導騷擾是通過電源的輸入電源線向外傳播的電磁干擾。在開關電源輸入電源線中向外傳播的騷擾，既有差模騷擾、又有共模騷擾，共模騷擾比差模騷擾產生更強的輻射騷擾。傳導騷擾的測試頻率范圍為150KHz～30MHz，限值要求如下表1 所示：

在0.15MHz～1MHz 的頻率范圍內，騷擾主要以共模的形式存在，在1MHz～10MHz 的頻率范圍內，騷擾的形式是差模和共模共存，在10MHz 以上，騷擾的形式主要以共膜為主。傳導發射的差模騷擾的產生主要是由于開關管工作在開關狀態，當開關管開通時，流過電源線的電流線形上升，開關管關斷時電流突變為0，因此流過電源線的電流為高頻的三角脈動電流，含有豐富的高頻諧波分量，隨著頻率的升高，該諧波分量的幅度越來越小，因此差模騷擾隨頻率的升高而降低，另外，如下圖1 所示，由于電容C5 的存在，它與電感L3 組成低通濾波器，因此，差模傳導騷擾主要存在低頻率段。

共模騷擾的產生主要原因是電源與大地（保護地）之間存在有分布電容，電路中方波電壓的高頻諧波分量通過分布電容傳入大地，與電源線構成回路，產生共模騷擾。

如上圖 1 所示，L、N 為電源輸入，C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 組成輸入EMI 濾波器，DB1 為整流橋，L1、VD1、C6 和VT2 為功率因數矯正主電路，VT2 為開關管，開關管的D 極與管子的散熱器相連，開關管安裝在散熱器上時，與散熱器之間形成一個耦合電容，如圖1 中的C7 所示，開關管VT2 工作在開關狀態，其D 極的電壓為高頻方波，方波的頻率為開關管的開關頻率，方波中的各次諧波就會通過耦合電容、L、N 電源線構成回路，產生共模騷擾。電源與大地的分布電容比較分散，難以估算，但從上面的圖1 來看，開關管VT2 的D 極與散熱器之間耦合電容的作用最大，在上面的圖1 中，從整流橋到電感L3 之間的電壓為100Hz 的工頻波形，而從電感L3 到二極管VD1 和開關管VT2D 極之間的連線的電壓均為方波電壓，含有大量的高次諧波。其次電感L3 的影響也比較大，但L3 與機殼的距離比較遠，分布電容比開關管和散熱器之間的耦合電容小的多，因此我們主要考慮開關管與散熱器之間的耦合電容。

2.2 傳導騷擾的解決方法

2.2.1 EMI 濾波器

解決傳導騷擾目前大都采用無源濾波器，如上圖 1 中所示，C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 組成一個EMI 濾波器，L1、L2 是兩個共模電感，一般來說，在共模電感當中，含有20%左右的差模電感，與電容C1、C2、C3 構成差模濾波器，C4、C5 是共模電容，與電感L1、L2 構成共模濾波器。

共模電感量的計算：

假設開關管集電極的干擾電壓在 400V 左右，轉換成dB（μV）為：

傳導發射測試設備內部的去耦網絡（LISN）內阻Zin 標準為50Ω。則耦合電容C7 與測試設備去耦網絡的內阻Zin 對騷擾電平的衰減為：

則：如果不加EMI 濾波器時，電源輸出端口所測得的騷擾電平為：

表 1 中A 級電源端口傳導限值的要求為79 dB（μV），顯然大大超過了限制的要求。則需要濾波器在 150KHz 處的衰減為：

112-79=33 dB，考慮到至少有6dB 的裕量，EMI 濾波器的在150KHz 處的衰減應大于39dB，我們取40dB。二階濾波器的衰減特性是-40dB/10 倍頻，在圖1 中有兩個二階濾波器，衰減特性是-80dB/10 倍頻，則濾波器的轉折頻率應在：47KHz 左右，考慮到其他因素的影響，濾波器的轉折頻率取為40KHz。

共模電容 C4、C5 取4700P（考慮到漏電流的問題，不能取太大），則：C=C4+C5=9400P。

根據

計算得：L=1.7mH

在設計EMI 濾波器的時候，為了有效的抑制騷擾信號的目的，必須對濾波器兩端將要連接的源阻抗進行合理的搭配，當濾波器的輸出阻抗Zo 和負載阻抗RL 不相等時，在這個端口會產生，反射系數ρ由下式來定義：

當 Zo 和RL 相差越大，端口產生的反射越大。

EMI 濾波器中的共模電感含有20%左右的差模電感，與X2 電容構成差模濾波器，在上面的原理圖中，X2 電容C1、C2、C3 對傳導騷擾的低頻端影響比較大，主要原因是因為在低頻段，騷擾的方式主要以差模的方式存在，增大C1、C2、C3，可以減小低頻段的騷擾電平，但取值一般不超過0.47～2.2μF，如果適當增大電容，低頻段仍然超標，可以增加差模電感來解決。

2.2.2 其他方法

EMI 濾波器是采用切斷傳播途徑的方法來減小傳導發射的騷擾電平，另外我們也可以從發射的源來著手，減小發射源向外發射的電平。

1：如下圖2 所示：

圖2 中，在PFC 升壓電感上增加一個輔助繞組，該繞組的匝數與主繞組相同，方向與主繞組相反，C7 是開關管與散熱器之間的耦合電容，如圖所示增加一個與C7 容量大致相同的一個電容接到散熱器與輔助繞組之間，這樣C7、C8 耦合到散熱器的騷擾信號幅度相同，方向相反，兩個信號剛好可以相互抵消，大大減小向外發射的騷擾電平。

2：如下圖3 所示：

在圖3 中，增加一個高頻電容C8，接在開關管散熱器與輸出地之間，該電容與散熱器的連接處離開關管越近越好，該電容選用安規電容，容量在4700P 到0.01μf 之間，太大會使電源的漏電流超標，經過電容C7 耦合到散熱器上的騷擾信號經過C8 衰減，衰減的系數為

由于 C8 比C7 大許多，上式可以簡化為：

可見，假設 C7 為30P，C8 為4700P，則向外發射的騷擾信號被衰減了157 倍，近45dB。

3.1 輻射騷擾的空間傳輸

1. 遠場和近場

電磁能量以場的形式向四周傳播，就形成了輻射騷擾，場可以分為近場、和遠場，近場又稱為感應場，它的性質與場源有密切的關系，如果場源是高電壓小電流的源，則近場主要是電場，如果場源是低壓大電流，則場源主要是磁場。無論近場是磁場或是電場，當離場源的距離大于λ/2π時，均變成遠場，又稱為輻射場。

由于開關電源工作在高電壓，大電流的狀態下，近場即有電場，又有磁場。

2. 騷擾的輻射方式

● 單點輻射，主要模擬各相同性的較小的輻射源，輻射的強度可表示為：

式中，P 表示發射的功率，r 表示離發射源的距離。可見，單點輻射強度與距離成反比，與發射源的功率的平方根成正比。

● 平行雙線環路的輻射

主要模擬差模電流回路的輻射源，其輻射強度可以表示為：

式中 A 為差模電流所包圍的面積，I 是差模電流的大小，r 是離輻射源的距離，λ是波長。可見差模輻射強度與差模電流的大小和差模電流所包圍的面積成正比，與距離成反比，與頻率的平方成正比。

因此應在高頻噪聲源處加高頻去耦電容，以免高頻噪聲流入電源回路中。

● 單導線的輻射

單導線的輻射公式可以用來估算共模電流產生的輻射的大小：

式中，I 是共模電流的大小，r 是到共模電流源的距離， l 是導線的長度，λ是波長。

3. 共模電流輻射

兩根相近的導線，如果流過差模電流，則導線產生的電磁場由于方向相反，大小相等而相互抵消，但如果流過共模電流，時兩根導線產生的電磁場相互疊加。因此大小相同的共模電流所產生的空間輻射要比差模電流產生的空間輻射強度大的多，根據實驗，兩者的輻射強度相差上千倍。所以，開關電源的輻射主要是由共模電流引起的。

● 共模電流輻射的基本模式

共模輻射有兩種驅動模式，一種是電流驅動模式，一種是電壓驅動模式，在開關電源中，起主要作用的主要是電壓驅動模式。

● 產生共模輻射的條件

產生共模輻射的條件有兩個，一是共模驅動源，一個是共模天線。

任何兩個金屬體之間存在射頻電位差，就構成一副不對稱振子天線，兩個金屬導體分

別是天線的兩個極，對于一個開關電源來說，如下圖所示：

圖4 中C7 是開關管和散熱器之間的耦合電容，散熱器和與開關管D 極相連接的印制線為天線的兩個極，在分析時可以簡化為下圖5：

圖中，Vs 為騷擾源，對圖4 來說，就是開關管VT2 的D 極，L1、L2 相當于天線的兩個極，一個極是與開關管D 極相連的印制線，另外一個極是散熱器及與之相連的接地線，C是天線兩極之間的耦合電容，即圖4 中開關管與散熱器之間的耦合電容。

共模輻射主要有天線上的共模電流的大小決定，因此，天線兩極 L1、L2 之間的耦合電容越大，輻射功率越大。

另外，當天線的兩個極的總長度大于λ/20時，才能向外輻射能量，并且當天線的長度與騷擾源的波長滿足下列條件時，輻射能量才最大。